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一种高电源抑制比无片外电容设计(2)
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摘要:输出端的噪声通过反馈回路,误差放大器,M1传至调整管的栅端,从而进一步稳定输出电压。综上可得加入PSR增强电路结构后,路径三和四的传输函数为:
输出端的噪声通过反馈回路,误差放大器,M1传至调整管的栅端,从而进一步稳定输出电压。综上可得加入PSR增强电路结构后,路径三和四的传输函数为:
根据第一节的分析,可推得无PSR增强电路和反馈电阻结构的LDO中,路径三和四的传输函数如下:
比较式(8)和式(9)可知,PSR增强电路的引入使LDO的PSR显著提高。由式(8)可知,若分子为零,即1+gmrds(1-gm1/gm2)=0,即gm2=(1+1/gmrds)gm1时,路径三和路径四的传输函数为零,即可得理想情况下无限大的PSR,故适当调整管子M1和M2的大小,使gm1和gm2接近上述关系,可以进一步优化LDO的PSR。
图4 本文提出的LDO电路图
2.3 LDO电路分析
本文提出的LDO具体电路如图4所示,包括偏置级,误差放大器,PSR增强电路,输出级,串联电阻电容补偿网络,反馈回路上的低通滤波器几个部分。
在误差放大器的输出端和功率调整管MP的漏端之间引入串联的电阻R1和电容C1构成的补偿电路,保证了系统的稳定性。
误差放大器为折叠共源共栅结构,可以提供较大增益,并且只引入一个极点,从而降低对补偿电路的要求。适当增大M8,M9,M17,M18的过驱动电压,可以有效降低误差放大器的等效输入噪声。去掉反馈电阻R1和R2,即消除了反馈电阻的热噪声,从而进一步降低了LDO的输出噪声。
LDO的输出至误差放大器的反馈回路加入了由R2和C2构成的低通滤波器,有效降低了由于输出端接不同负载以及后级震荡对LDO反馈回路的影响,其电容C2可以在版图面积允许的范围下,大量铺设,保证反馈回路的信号稳定。
3 仿真结果
基于UMC 65nm RF CMOS工艺,采用Cadence Spectre RF工具对本文提出的LDO进行仿真。电源电压为1.8 V,输出电压为1.2 V,负载电流为30 mA。
环路交流小信号特性仿真结果如图5所示,相位裕度为86.8°,增益裕度为33.4 dB,表明系统处于稳定状态。
图5 开环增益和相位频率响应仿真
改进前后LDO的PSR仿真结果对比如图6所示,其中虚线为没有PSR增强电路的LDO的PSR仿真结果,实线为加入PSR增强电路的LDO的PSR曲线。可以看出,本文提出的LDO在10 kHz处,PSR为-95.2 dB,100 kHz处,PSR为-84.4 dB,在1 MHz处为-50.6 dB,相比无PSR增强电路的LDO,PSR分别提高了15 dB,40 dB和30 dB。
图6 有无PSR增强电路的LDO的PSR仿真
LDO的输出噪声曲线如图7所示,在100 kHz处的频点噪声为8.3 nV/√Hz,1 MHz处的频点噪声为6.9 nV/√Hz,结果表明该LDO具有较低的输出噪声,可以满足对噪声敏感的射频电路的需求。
图7 输出噪声仿真
表1为本文设计的LDO与已发表文献中LDO的性能比较,由表可知本文LDO在具有较高PSR的同时,输出噪声很低,适合为射频芯片供电,且芯片面积较小,无片外电容,有利于片上集成。
表1 LDO性能的总结与比较参数工艺/μm面积/mm2 Vout/V PSR@100 k/1 MHz输出噪声[14]0.18 0.07 1-60/-38 37.3μV(1~100 kHz)[15]0.18 0.041 1.5-58/-40/[16]0.09 0.1 1.5-50/-43 65 nV/√Hz@100 kHz本文0.065 0.028 1.2-84/-50 8.3
4 结 论
文中提出了一种带PSR增强电路的LDO,在1 MHz处,PSRR为-50.6 dB,输出噪声为6.9 nV/√Hz,相比无PSR增强电路的LDO,PSR提高了30 dB,可广泛用于对电源抑制比要求较高的射频电路中。并引入串联RC补偿网络,保证了电路的稳定性,除去了片外补偿电容,易于片上集成。相比现有文献中LDO的性能,本设计PSR相对较高,且芯片面积和输出噪声很小。
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文章来源:《微电子学与计算机》 网址: http://www.wdzxyjsjzz.cn/qikandaodu/2021/0424/568.html
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